ニュース

Apr 18, 2023

ブロードバンド、低帯域

Questo articolo descrive un sistema di misurazione EMI nel dominio del tempo nell'intervallo di frequenza.

この記事では、10 Hz ～ 40 GHz の周波数範囲の時間領域 EMI 測定システムを紹介します。 最大 1.1 GHz の周波数の信号は、超高速浮動小数点アナログデジタルコンバータ (ADC) によってサンプリングされ、フィールドプログラマブルゲートアレイ (FPGA) でリアルタイムに処理されます。 超広帯域マルチステージダウンコンバータにより、最大 40 GHz の周波数の信号の測定が可能になります。 周波数領域で動作する従来の EMI レシーバーと比較して、測定時間を数桁短縮できます。

事前に選択された統合低ノイズアンプを備えたこのシステムは、特に 26.5 GHz ～ 40 GHz の Ka バンドで高い感度を提供します。 26.5 GHz ～ 40 GHz の低いシステム ノイズ指数により、この範囲で 1 MHz の IF フィルタ帯域幅を使用した場合、平均ノイズ フロア レベルは約 12 dBµV になります。 このシステムは 70 dB を超える高いシステム ダイナミック レンジを備えており、広帯域の過渡放射やレーダー パルスなどの高ダイナミック信号の測定に非常に適しています。 非定常放射は、リアルタイム スペクトログラムまたはマルチチャネル振幅確率分布 (APD) 測定方法を介して測定できます。

導入

情報のブロードバンド伝送に対する需要が着実に増加しているため、通信システムや家庭用電化製品では、ますます高い周波数帯域が利用されています。 これらのシステムやサービスを電磁干渉 (EMI) から保護するには、CISPR 16-1-1 [1] などの電磁両立性 (EMC) 規格の要件を満たすために、放射および伝導 EMI を専用の測定装置で測定する必要があります。 ]、MIL-461F [2] または DO-160F [3]。

従来の測定受信機と比較して、タイムドメイン EMI 測定システムは EMI 測定を大幅に高速化し、時間と開発およびテストのコストを節約できます。 以前の研究で、我々はすでに、測定信号の広帯域ダウンコンバートによって、時間領域 EMI 測定システムの周波数の上限を 18 GHz と 26 GHz に引き上げました [4]、[5]。 提示されたシステムにより、10 Hz ～ 40 GHz の周波数範囲での電磁放射の測定が可能になります。 CISPR 16-1-1 の要件に完全に準拠した測定を行うことができ、システムは MIL461F および DO-160F に準拠した測定に必要な周波数範囲と IF フィルターも提供します。 150 kHz ～ 30 MHz の周波数範囲での PC 電源ラインの伝導性放射の測定結果が示されており、従来の測定受信機と比較してスキャン時間が 1350 分の 1 に短縮されることが示されています。 Ka バンドにおける電子レンジの放射の測定されたスペクトログラムは、非定常 EMI の時間的挙動を特徴付けるシステムの能力を示しています。 最後に、36 GHz ～ 37 GHz の周波数範囲の周波数ホッピング信号の測定結果を示します。

タイムドメインEMI測定システム

発表されたタイムドメイン EMI 測定システムは、デジタル信号処理用の FPGA と組み合わせた高ダイナミック レンジの超高速サンプラーと、1.1 GHz 以上の測定を可能にするマルチステージ ブロードバンド ダウンコンバータで構成されています。 システムのブロック図を図 1 に示します。電磁放射は、たとえば放射放射の場合は広帯域アンテナ、伝導放射の場合はラインインピーダンス安定化ネットワーク (LISN) を介して受信されます。 10 Hz ～ 1.1 GHz の周波数範囲の信号は、エイリアシングを避けるためにローパス フィルター処理されます。 [6] で説明されているように、浮動小数点 ADC は高分解能で信号をサンプリングします。 高いダイナミックレンジを実現するために、信号はゲインの異なる 3 つのパスに分割されます。 各パスの信号は、約 2.6 GS/s のサンプリング レートで 3 つの ADC で並行してサンプリングされます。 サンプリングされた信号が結合されることで、16 ビットの浮動小数点 ADC のダイナミック レンジが得られます。

図 1: 時間領域 EMI 測定システムのブロック図

EMI 信号スペクトルを計算するには、デジタル化された EMI 信号が FPGA 上の FFT によって変換されます。 非定常信号の場合、短時間高速フーリエ変換 (STFFT) を介してスペクトログラムを計算できます。 選択された滞留時間の間、従来の測定受信機の IF フィルターに対応するガウス窓関数 ω[n] は、離散時間座標 τ で時間的にシフトされます。 τ のすべての値について、瞬間スペクトルが FFT によって計算されます。 短時間スペクトル X[τ, k] は次のように計算されます。

(1)

ここで、ω[n − τ] はシフトされた窓関数、x[n] は離散入力信号です。 経時的に計算されたスペクトルは、スペクトログラムを表します。 短時間 FFT は一連の並列受信機に対応し、スペクトログラムから抽出された時間領域信号は各受信機の IF 信号の包絡線に対応することがわかります [7]。

振幅スペクトルは、平均、ピーク、準ピークモードなどのさまざまなデジタル検出器モードを使用して計算でき、その後表示されます。 さらに、複数周波数の振幅確率分布測定法を実装しました [8]。 スペクトログラムに加えて、この方法では信号の統計的特性を計算することによって非定常放射を評価することができます。

マルチステージダウンコンバータ

1.1 GHz ～ 40 GHz の周波数範囲での放射測定には、3 段階の広帯域ダウンコンバータが使用されます。 図 2 に示すように、1.1 GHz ～ 6 GHz の放射は単一の広帯域事前選択フィルタでバンドパス フィルタリングされ、システムのダイナミック レンジが拡大します。広帯域の低ノイズ アンプによりシステムの感度が向上します。 スプリアスフリーのダイナミックレンジを最大化するために、帯域は約 325 MHz の帯域幅の 16 帯域に分割されます。 これらの各帯域は、ミキサーと低ノイズ PLL シンセサイザーを使用して、6 GHz を超える最初の高中間周波数に順次アップコンバートされます。 IF フィルターが適用され、2 番目のミキサーがサブバンドを 1.1 GHz 未満の周波数帯域に変換し、そこで信号がサンプリングのために浮動小数点 ADC に供給されます [4]。 図 1 によると、6 GHz ～ 26.5 GHz の周波数帯域は 6 ～ 26.5 GHz ダウンコンバータによってダウンコンバートされます。 事前選択により、この周波数帯域が 3 ～ 5 GHz の帯域幅を持つ 5 つの超広帯域サブバンドに分割されます。 アセンブリは 26.5 ～ 40 GHz のダウンコンバータと同様であるため、詳細は説明しません。 26.5 ～ 40 GHz のダウンコンバータのブロック図を図 3 に示します。入力帯域は、表 1 に従って 3 つの超広帯域サブバンドに分割されます。1.5 ～ 2.5 のミッドバンド挿入損失を備えた高次平面バンドパス フィルタdB は、帯域外放射を減衰することによってシステムのダイナミック レンジを増加させ、中間周波数帯域で高次の混合積が生成されるのを防ぐことによって IF ダイナミック レンジを最大化します。 帯域間の切り替えは、26.5 GHz ～ 40 GHz の周波数範囲で挿入損失が 3.5 dB 未満の SP3T PIN ダイオード スイッチを介して行われます。 広帯域低ノイズアンプはシステムの感度を高めます。 次のセクションで説明するブロードバンド ミキサーは、帯域を 6 ～ 26.5 GHz のダウンコンバータの入力周波数範囲にダウンコンバートするために使用されます。 局部発振器信号は、低ノイズ PLL シンセサイザーと周波数逓倍器によって生成されます。

図 2: 1.1 ～ 6 GHz ダウンコンバータのブロック図

表 1: 26.5 ～ 40 GHz の周波数範囲の事前選択帯域

図 3: 26.5 ～ 40 GHz ダウンコンバータのブロック図

実装

ダウンコンバーターのコンポーネントは、ハイブリッドアセンブリでガラス強化炭化水素/セラミックおよびアルミナ基板上に実現されています。 ２６．５ＧＨｚから４０ＧＨｚへのＫａバンドのダウンコンバージョン用に設計された広帯域ミキサを以下に例示的に説明する。

26.5 GHz ～ 40 GHz の入力信号を 6 GHz ～ 13 GHz の周波数範囲にダウンコンバートする超広帯域ダウンコンバージョンを実現するには、非常に広い IF 帯域幅を持つミキサーが必要です。 ダブルバランスダイオード設計は、アクティブバイアスを必要とせずに高いポート間絶縁と低い変換損失を提供するため、実装されました。 高いダイナミックレンジを達成するために、中程度から高いバリア高さのショットキーダイオードが選択されました。 2 つのミキサー設計が実現されました。ミキサー 1 には逆並列ダイオード ペアが組み込まれ、ミキサー 2 にはクワッド ダイオード リングが使用されます。 ミキサー ダイオードには平衡信号を供給する必要があるため、平衡-不平衡変換器 (バラン) はミキサーの主要な要素の 1 つです。 [9] では、広帯域マーチャンド バランについて説明されています。 このようなバランはミキサーの RF および LO ポートに使用され、アルミニウム基板上の平面設計で実現されています。 ミキサ 2 用に製造された基板を図 4 に示します。センタータップ付きの従来のトランスとは対照的に、コモンモード IF 信号は RF バランの放射状スタブでタップされ、これらのタップは信号を妨害しません。 RF信号。 タップラインは RF 入力帯域の中心周波数で λ/4 の電気長を有するため、電力分割器の接合部は奇数モード RF 信号の仮想グランドとして機能します。 これにより、低い変換損失と高い RF-IF 絶縁が得られます。

図 4: ダイオード チップなしで製造されたミキサー 2 基板の写真

製造されたミキサーは、2.92 mm コネクタを備えたそれぞれのハウジング内で測定されました。 各周波数帯域について、15 ～ 18 dBm の電力を持つ 20 GHz ～ 27 GHz の局部発振器信号が LO ポートに供給されました。 IF 信号パワー レベルは、校正された信号発生器が RF 入力信号を RF ポートに供給しながら、高精度パワー メーターを使用して 6 GHz ～ 13 GHz の周波数範囲で測定されました。 図 5 は、両方のミキサーの測定された変換損失を示しています。 ミキサー 1 の平均変換損失は、26 GHz ～ 40 GHz の周波数範囲で 11.1 dB です。 ミキサー 2 は、使用されているダイオードのカットオフ周波数がミキサー 1 で使用されているものよりも高いため、8.5 dB という低い平均変換損失を示します。どちらのミキサーも Ka バンドでの変換損失が非常に低いため、低いシステム雑音指数が可能になり、 DC から 14.5 GHz までの非常に広い IF 帯域幅。

図 5: 実装されたミキサーの測定された変換損失の比較

ポート間の絶縁は、ミキサーの重要な性能指標です。 強い LO 信号により後続のミキサーの中間周波数で望ましくない混合生成物が生成される可能性があるため、高い LO-IF 絶縁は測定システムにとって特に重要です。 両方のミキサーの測定された LO-IF アイソレーションを表 2 に示します。ミキサー 1 は 20 GHz ～ 27 GHz の局部発振器信号に対して 30 dB を超える高い LO-IF アイソレーションを達成していますが、LO-IF アイソレーションは 8.6 ～ 21.4 dB です。同じ周波数範囲でミキサー 2 について測定されました。 この動作の理由は、ミキサー 2 のクワッド ダイオード リングの場合、LO 信号を RF 信号上にルーティングするために追加のエアブリッジが必要であるためです。ミキサー 2 のダイオードには、内部で交差した 2 つのダイオード ペアがあります。 、そのような外部交差は不要になります。 低い変換損失、高い IF 帯域幅、および非常に高い LO-IF アイソレーションのため、ミキサー 2 は時間領域測定システムで使用されました。

システムの測定

Ka バンドの放射は通常、低い出力レベルを示します。 したがって、必要な感度を達成するには、測定システムが低いシステム雑音指数を示す必要があります。 給電ラインの損失はこの問題を大幅に悪化させます。

雑音指数 F を示すシステムの出力における雑音電力は、次のように計算できます。

(2)

ここで、k はボルツマン定数、T0 は周囲温度、BENB は等価ノイズ帯域幅です。

システムの理論上の平均ノイズ フロア レベルは、(2) を使用して計算できます。 ガウス特性を持つ IF フィルターの等価ノイズ帯域幅 BENB は次のように求められます。

(3)

フィルターの伝達関数 H(f) を使用します。 1 MHz IF フィルタと 26.5 ～ 40 GHz のダウンコンバータの部品値から推定されたシステム入力雑音指数を使用すると、26.5 GHz ～ 40 GHz の周波数範囲で約 11.9 dBµV の推定平均ノイズ フロア レベルが得られます。

図 6 は、平均検出器と 1 MHz と 120 kHz の IF 帯域幅を使用した、26 GHz ～ 40 GHz の範囲のシステム ノイズ フロアの測定結果を示しています。 システム入力が一致し、可変入力減衰器が 0 dB の減衰に設定されました。 タイムドメイン EMI 測定システムは、この周波数範囲で 1 MHz IF 帯域幅では 20 dBµV 未満、120 kHz IF 帯域幅では 10 dBµV 未満という非常に低いノイズフロアを示します。 1 MHz IF 帯域幅と 500 kHz の周波数分解能でのスキャン時間は約 30 秒でしたが、120 kHz IF 帯域幅と 50 kHz の周波数分解能でのスキャン時間は約 90 秒でした。

図 6: 26 ～ 40 GHz のシステム ノイズ フロア

広帯域の過渡放射やレーダーパルスのような一般的な高ダイナミック信号を測定するには、ダイナミックレンジがそのようなシステムの重要な仕様になります。 CISPR 16-1-1 は、1 GHz を超えるバンド E での検出器校正用の広帯域パルスを定義しており、1 MHz IF フィルターを使用する場合は少なくとも 40 dB の IF ダイナミック レンジを必要とします。 システム IF ダイナミック レンジの特性を評価するために、パルス発生器は周波数 35 GHz のパルス変調正弦波信号をシステム入力に供給しました。 信号のパルス幅は 1 μs、パルス周期は 40 ms に設定されました。 スペクトルは、ピーク検出器と平均検出器、および 120 kHz の IF フィルター帯域幅によって重み付けされており、図 7 に示されています。このパルス周期では、平均検出器はすでにシステム ノイズ フロアを示しています。 ピーク検出器測定値と平均検出器測定値の間のレベルの差は、IF ダイナミック レンジとして定義されます。 図 7 の測定結果は、IF ダイナミック レンジが 62.6 dB であることを示しています。 CISPR 16-1-1 で規定されている 1 MHz の IF フィルター帯域幅に対応する値は、パルス レベル ΔAPulse とノイズ レベル ΔANoise の変化を次のように計算することで計算できます。

(4)

(5)

ここで、Bimp,x と BNoise,x は、IF フィルターの等価インパルス帯域幅とノイズ帯域幅です。 測定結果は、1 MHz の IF 帯域幅で 62.6 dB + (18.4 dB -9.2 dB) = 71.8 dB の IF ダイナミック レンジを示し、CISPR 16-1-1 要件を 20 dB 以上超えています。

図 7: 測定されたパルス変調信号

アビオニクス EMC 規格 DO-160F は、電源ライン上の伝導干渉信号の制限ラインを定義しています。 提示された時間領域 EMI 測定システムでは、必要な IF フィルタ帯域幅の実装により、これらの測定を実行できます。 パーソナル コンピュータの電源の供給ラインは、10 kHz ～ 1 GHz の帯域幅の電流クランプを使用して測定されました。 測定結果を図 8 に示します。測定では、滞留時間が 100 ms のピーク検出器が選択されました。 150 kHz から 30 MHz までの DO-160F スキャンのスキャン時間は約 4 秒でしたが、従来のヘテロダイン受信機ではこの測定に 1.5 時間以上かかりました。 150 kHz ～ 30 MHz の周波数範囲における伝導妨害電流は、DO-160F で定義された制限線を明らかに超えています。 測定された電源は、DO-160F で定義されている敏感な機器での使用には適していません。

図 8: PC 電源ライン上の伝導妨害電流の測定スペクトル

家庭用電化製品は、1 GHz を超える周波数範囲でかなりのスペクトル エネルギー密度を放射する可能性があります。 スペクトログラムを使用すると、特異なイベントまたは周波数シフト イベントをリアルタイムで検出できます。 電子レンジは、帯域幅 1.7 GHz ～ 20 GHz の広帯域クワッドリッジ ホーン アンテナまで 3 m の距離で測定されました。 ケーブル損失を補償し、放射 EMI の電界強度を与えるために、対応するトランスデューサ係数とアンテナ係数が適用されました。 図 9 は、20 秒間のマグネトロンの 6 次高調波の時間挙動を示しています。 マグネトロンは約 3 秒でオンになり、約 9 秒でオフになります。 自走発振器の出力周波数は、約 10 MHz の周波数ドリフトを示します。

図 9: 電子レンジの 6 次高調波のスペクトログラム

図 10 は、周波数ホッピング信号の測定結果を示しています。 スペクトルは、ピーク検出器および平均検出器と 1 MHz の IF フィルター帯域幅を使用して、36 GHz ～ 37 GHz の周波数範囲で測定されました。 検出器は同じサンプリングされたデータに同時に適用されるため、信号は非定常ですが、両方の検出器は同じ周波数成分を示します。 可変減衰器は 10 dB に設定されました。 500 kHz の周波数分解能を使用したこれらの測定のスキャン時間は約 10 秒でした。

図 10: 周波数ホッピング信号の測定されたスペクトル

結論

CISPR 16-1-1、MIL-461F、DO-160F に準拠した測定を可能にする、10 Hz ～ 40 GHz の EMI 測定用の時間領域システムが紹介されました。 このシステムは、システム ノイズ フロアが低いため高感度を実現し、1 MHz の IF 帯域幅を使用した場合、Ka バンドで約 12 dBμV、120 kHz IF 帯域幅を使用した場合約 2 dBμV の平均ノイズ フロア レベルを達成します。 70 dB を超えるダイナミック レンジを備えたこのシステムは、CISPR-16-1-1 の要件を満たしており、レーダー パルスのような高ダイナミック信号の測定に非常に適しています。 STFFT ベースのスペクトログラムと複数周波数振幅確率分布測定法を使用して、非定常 EMI の特性を調査できます。 DO160 IF 帯域幅を使用した PC 電源ラインの伝導性放射の測定、Ka バンドの電子レンジの放射性放射および 36 GHz ～ 37 GHz の周波数範囲の周波数ホッピング信号のスペクトログラム測定が提示されました。 。

了承

著者らは、このプロジェクトに共同資金を提供してくれたバイエルン財団に感謝したいと思います。

© 2012 IEEE. 2012 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility の議事録から許可を得て転載。

参考文献

Christian Hoffmann、GAUSS INSTRUMENTS GmbH、ドイツ、ミュンヘン、[email protected]

Ayoub Sidhom、ミュンヘン工科大学、ミュンヘンナノエレクトロニクス研究所、ドイツ

Stephan Braun、GAUSS INSTRUMENTS GmbH、ドイツ、ミュンヘン、[email protected]

Peter Russer、ミュンヘン工科大学、ミュンヘンナノエレクトロニクス研究所、ドイツ、[email protected]

ブロードバンドミエミ受信機かバンドローノイズタイムドーマン

当社のニュース チームは、コンプライアンス エンジニアリングの世界における最新の更新情報と情報をお届けするために熱心に取り組んでいます。